6 Insulated-gate-bipolar-transistor (igbt)

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Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6 Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) 6.1 Funktionsprinzip Der IGBT ist eine Kombination aus MOSFET und BJT, der die Vorteile beider Elemente vereinigt und die Nachteile zumindest abschwächt. Da der IGBT ausschließlich in der Leistungselektronik im Schalterbetrieb eingesetzt wird und dabei die Verlustleistung eine zentrale Rolle spielt, wird er hauptsächlich in der Variante mit n-Kanal verwendet. Die Durchlassverluste eines Leistungs-MOSFET nehmen bei einer Auslegung des MOSFETs für größere Sperrspannungen drastisch zu. Dies liegt vor allem am Bahnwiderstand der schwach dotierten n -Schicht, die mit zunehmender Sperrspannung immer dicker werden muss, damit die Durchbruchfeldstärke nicht überschritten wird. Durch einen zusätzlichen pn-Übergang kann die n -Schicht wie bei einer Leistungsdiode mit Ladungsträgern überschwemmt werden und der Widerstand dieser Schicht kann drastisch reduziert werden: G E n G n p Kanal n - p C Diese Struktur wird als IGBT bezeichnet, da sie schaltungstechnisch einem pnpTransistor entspricht, dessen Basisstrom von einem n-Kanal-MOSFET gesteuert wird. Unglücklicherweise ist durch die beim IGBT üblichen Anschlussbezeichnungen der physikalische Emitter des pnp-Transistors der Kollektor des IGBT und der physikalische Kollektor des pnp-Transistors ist der Emitter des IGBT. Wie beim Leistungs-MOSFET existiert ein parasitärer npn-Transistor, der durch einen Kurzschluss zwischen seiner Basis und seinem Emitter am Einschalten gehindert werden muss. Dieser Kurzschluss erfolgt wie beim Leistungs-MOSFET durch den Emitter-Metallkontakt. Das Einschalten des parasitären npn-Transistors ist beim IGBT noch kritischer als beim Leistungs-MOSFET, da der npn-Transistor zusammen mit dem pnp-Transistor einen Thyristor bildet, der nicht mehr abgeschaltet werden kann, wenn er gezündet ist (s. Kap. 7). Dieser als Latch-up bezeichnete Effekt führt zur Zerstörung des IGBT und muss durch Einhaltung der im Datenblatt angegebenen Spannungs-, Strom- und Temperaturgrenzen vermieden werden. Es gibt verschiedene Möglichkeiten, diese Struktur zu optimieren, auf die hier aus Zeitgründen nicht eingegangen werden kann. Die beiden Hauptrichtungen sind die Non-Punch-Through (NPT)-Struktur, bei der die RLZ im Sperrbetrieb komplett durch die n -Schicht aufgenommen wird und die Punch-Through (PT)-Struktur, bei der die RLZ sich in eine zusätzliche höher dotierte n-Schicht unter der n -Schicht ausdehnt. 6-1 tw 14.12.2015 EBE_6.doc Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6.2 Kennlinien und Kenngrößen UCG IC C UCG C IC IG UGE G UCE E UCE IG G UGE IE E IE Im Normalbetrieb ist beim n-Kanal-IGBT UGE  0 und UCE  0. Der Kollektorstrom IC und der Emitterstrom IE sind beim n-Kanal-IGBT im statischen Betrieb positiv. Der Gatestrom IG ist im statischen Betrieb 0. Übertragungskennlinienfeld: Ausgangskennlinienfeld. IC Diodenbetrieb UCE  UGE - Uth UGE typ. 10…15V UGE2  UGS1 Transistorbetrieb UCE  UGE - Uth UGE1  Uth UGE  Uth UGE Uth UCE 6-2 tw 14.12.2015 EBE_6.doc Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik Zur Bildung des Kanals muss die Gate-Emitter-Spannung eine Schwellenspannung Uth überschreiten. Unterhalb der Schwellenspannung fließt zwischen Kollektor und Emitter kein nennenswerter Strom. Die Kollektor-Emitter-Spannung fällt an der BasisKollektor-Diode des pnp-Transistors ab und kann sehr hohe Werte erreichen (bis ca. 8kV). Dies ist der Auszustand des IGBT im Schalterbetrieb. Wenn die Schwellenspannung überschritten ist und die Kollektor-Emitter-Spannung gering ist, befindet sich der MOSFET im Widerstandsbetrieb und schließt die BasisKollektor-Diode des pnp-Transistors kurz. Der Kollektorstrom hängt in diesem Betrieb mit der Diodenkennlinie der Basis-Emitter-Diode des pnp-Transistors von der Kollektor-Emitter-Spannung ab. Dieser Betrieb ist der Ein-Zustand im Schalterbetrieb. Da die Kollektor-Emitter-Restspannung wegen der Diodenkennlinie nur schwach mit dem Kollektorstrom zunimmt, hat der IGBT bei hohen Kollektorströmen einen deutlichen Vorteil gegenüber dem MOSFET und kann Ströme bis 5kA schalten. Die Kollektor-Emitter-Restspannung UCEon ist im Datenblatt für verschiedene Kollektorströme angegeben. Der Strom, ab dem ein IGBT die geringere Durchlassspannung besitzt als ein MOSFET vergleichbarer Fläche, ist umso niedriger je höher die geforderte Sperrspannung sein muss. Für die Parallelschaltung von IGBTs ist die Temperaturabhängigkeit von UCEon wichtig. Bei NPT-Strukturen nimmt UCEon mit der Temperatur zu, so dass solche IGBTs ohne weitere Maßnahmen parallel geschaltet werden können. Bei PTStrukturen nimmt UCEon mit der Temperatur ab, so dass eine Parallelschaltung nicht ohne weiteres möglich ist. Für größere Kollektor-Emitter-Spannungen geht der Kanal in den Abschnürbetrieb und der pnp-Transistor in den aktiven Betrieb, so dass der Kollektorstrom wie beim BJT und MOSFET praktisch unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung wird. Die Größe des Kollektorstromes bei einer gegebenen Gate-Emitterspannung ergibt sich theoretisch aus der Multiplikation des beim MOSFET abgeleiteten Kanalstromes mit der Stromverstärkung des pnp-Transistors. Theoretisch ergibt sich somit wie beim MOSFET eine näherungsweise quadratische Übertragungskennlinie. Da der IGBT ausschließlich als Schalter eingesetzt wird, wird dieser Kennlinienbereich aber nur beim Schaltvorgang durchlaufen. Da die Bodydiode des MOSFET in Reihe zu der Basis-Emitter-Diode des pnpTransistors liegt, hat der IGBT prinzipiell eine Sperrfähigkeit im Rückwärtsbetrieb für UCE<0. Diese Sperrfähigkeit ist jedoch begrenzt, da die Sperrspannung am rückseitigen pn-Übergang aus technologischen Gründen (fehlende Randstrukturen ermöglichen Randüberschläge) begrenzt ist. Häufig wird im Gehäuse des IGBT eine optimierte schnelle Soft-Recovery-Diode parallel zum IGBT geschaltet, die in Brückenschaltungen als Freilaufdiode dient. 6-3 tw 14.12.2015 EBE_6.doc * C:\Daten\Vorlesungen\Ebe\Ebe_Vorlesung_ws1516\Ebe_LTspice_ws1516\Ebe_PSpi... Date/Time run: 12/14/115 14:36:51 Temperature: 27.0 (A) Kennlinienfeld_IRG4BC10_Uebertragung.dat 10A UCE=50V UCE=5V 8A 6A UCE=2V 4A 2A 0A 0V 2V 4V 6V 8V 10V I(IC) Date: December 14, 2015 V_UGE Page 1 Time: 14:38:42 * \\tsclient\D\Vorlesungen\Ebe\Ebe_PSpice\PSpice_Kap_7\Kennlinienfeld_IRG4B... Date/Time run: 12/30/113 19:49:13 Temperature: 27.0 (X) Kennlinienfeld_IRG4BC10_Ausgang.dat 10A UGE=15V UGE=10V 8A 6A UGE=7.3V 4A 2A UGE=5.8V 0A 0V 2V 4V 6V 8V 10V I(IC) Date: December 30, 2013 V_UCE Page 1 Time: 19:50:55 Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6.3 Schaltverhalten Der ausgeschaltete Zustand wird durch UGE  0 realisiert. Wegen des geringen Sperrstromes in diesem Zustand verhält sich der Schalter nahezu ideal. Als eingeschalteter Zustand wird der Widerstandsbetrieb des MOSFET-Kanals verwendet, d.h. die Gate-Emitter-Spannung wird so hoch gewählt (typ. 10…15V), dass die Kennlinie im Ausgangskennlinienfeld eine Diodenkennlinie ist. Die Restspannung am IGBT beträgt in diesem Zustand UCEon und ist für typische Kollektorströme im Datenblatt angegeben. Die dadurch verursachte Durchlass-Verlustleistung beträgt: Bei einer ohmschen Last gilt: IC on  PV on  UCEon  IC on Ub  UCEon Ub  RL RL Bei einer periodisch geschalteten induktiven Last (   L RL ) mit Freilaufdiode gilt: IC on  Ub  UCEon Ub  , wenn für die Dauer ton des „on“-Zustands gilt: t on   RL RL IC on  Ub  UCEon   D  UF  1  D  Ub  D beim Schalten mit Per. T RL S RL   und D  t on TS on UF: Durchlassspannung der Diode bei IC Das Einschaltverhalten ist sehr ähnlich zum Leistungs-MOSFET und wird durch die Aufladung der Kapazitäten CGE und CGC bestimmt. Wie beim MOSFET hängt die Einschaltzeit wesentlich vom Innenwiderstand Rq der Ansteuerquelle ab. Die Restspannung UCEon ist jedoch bei typischen Innenwiderständen Rq auch nach voller Aufladung der Gatekapazitäten noch höher als der statische Wert. Der endgültige Wert von UCEon wird erst erreicht, wenn die Basis des pnp-Transistors mit Ladungen überschwemmt ist (typ. s). Dieser zusätzliche Verlust ist gegen die übrigen Verluste jedoch unwesentlich. Das Ausschaltverhalten des IGBT weicht stark vom MOSFET ab und stellt eine wesentliche Begrenzung der möglichen Schaltfrequenz dar. Die Ursache dafür ist die Ladungsspeicherung in der Basis des pnp-Transistors. Beim Ausschalten kann der Kanal zwar sehr schnell innerhalb der durch die Kapazitäten bestimmten Zeit (typ. 100ns) abgeschaltet werden, der pnp-Transistor ist jedoch aufgrund seiner überschwemmten Basis weiterhin leitfähig. Die Spannung am IGBT kann deshalb nur in dem Maße zunehmen wie die Basis durch Abfluss der Ladungsträger die sich verbreiternde RLZ aufnehmen kann. Die während des Spannungsanstiegs auftretende Verlustenergie kann durch weitere Verringerung von Rq nicht mehr verkleinert werden. Auch nach vollständiger Ausbildung der RLZ befindet sich noch eine beträchtliche Restladung in der Basis. Die Rekombination dieser Restladung führt zu einem sog. Schweifstrom (tail current), der nur sehr langsam (typ. in einigen s) zurückgeht. Obwohl der Schweifstrom meist relativ klein ist, verursacht er trotzdem beträchtliche Verluste, da die Kollektor-Emitter-Spannung in dieser Phase bereits den vollen Wert besitzt. 6-4 tw 14.12.2015 EBE_6.doc * \\tsclient\D\Vorlesungen\Ebe\Ebe_PSpice\PSpice_Kap_7\Schaltverhalten_IRG4... Date/Time run: 12/30/113 19:55:12 Temperature: 27.0 (AA) Schaltverhalten_IRG4BC10_ohmsche_Last.dat 10V 0V V(GE) 40V 0V V(CE) 4.0A 0A I(IC) 25W SEL>> 0W 0s 1.0us 2.0us 3.0us 4.0us V(CE)*I(IC) Date: December 30, 2013 Time Page 1 Time: 19:56:32 * \\tsclient\C\Daten\Ebe_PSpice_Kap_6\Schaltverhalten_IRG4BC10_ind_Last_mFD... Date/Time run: 12/14/115 14:45:49 Temperature: 27.0 (D) Schaltverhalten_IRG4BC10_ind_Last_mFD_ideal.dat 20V Rq=50 Rq=200 0V V(GE) 500V 0V V(CE) 10A 0A I(IC) 4.0KW 0W V(CE)*I(IC) 2.5m SEL>> 0 0s 1.0us S(V(CE)*I(IC)) Date: December 14, 2015 2.0us Time Page 1 3.0us 4.0us Time: 14:49:15 Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik Insgesamt sind die Ausschaltverluste wesentlich höher als die Einschaltverluste, auch wenn bei induktiven Lasten bei den Einschaltverlusten noch der Rückstrom der Freilaufdiode berücksichtigt werden muss. S Im Datenblatt ist die Verlustenergie EV für einen Ein- und Ausschaltvorgang bei einer typischen Konfiguration angegeben. Mit der Schaltfrequenz S S PV  E V  fS fS erhält man daraus die Schaltverlustleistung: on Zusammen mit der Durchlassverlustleistung PV und der bei den Umgebungs- und Kühlbedingungen zulässigen Gesamtverlustleistung PVmax ergibt sich die maximal mögliche Schaltfrequenz: on P P fmax  V max S V EV Jeder IGBT realisiert einen Kompromiss zwischen minimalen Durchlassverlusten und minimalen Schaltverlusten. Der IGBT ist durch die Schaltverluste auf Frequenzen bis max. 100kHz beschränkt. Typische Schaltfrequenzen liegen bei ca. 20kHz. Ersatzschaltbild des IGBT als Schalter: 6-5 tw 14.12.2015 EBE_6.doc Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6.4 Anwendungen 6.4.1 Einphasiger Wechselrichter Das IGBT-Paar X1 und X2 wird im Gegentakt jeweils eine halbe Periode eigeschaltet. In der Praxis muss beim Umschalten noch eine Schutzzeit eingefügt werden, in der beide IGBT ausgeschaltet sind, um einen Kurzschluss der Betriebsspannung U0 zu verhindern. Dadurch entsteht am Punkt 1 eine Rechteckspannung V(1), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingt. Das IGBT-Paar X3 und X4 wird ebenfalls im Gegentakt jeweils eine halbe Periode eingeschaltet, jedoch um T/2 gegenüber dem Paar X1 und X2 verschoben. Dadurch entsteht am Punkt 2 eine Rechteckspannung V(2), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingt und gegenüber der Rechteckspannung V(1) um T/2 verschoben ist. Somit ist jeweils eine halbe Periode X1 und X4 eingeschaltet und eine halbe Periode X2 und X3. An der Last liegt damit eine halbe Periode die Spannung V(1,2)  U0 und eine halbe Periode die Spannung V(1,2)  -U0. Bei einer rein ohmschen Last erzeugt diese Rechteckspannung in der Last einen Strom, der ebenfalls rechteckförmig verläuft. Bei einer ohmsch-induktiven Last wird der Anstieg und Abfall des Stromes durch die Induktivität verzögert. Dadurch gibt es jeweils nach dem Ausschalten eines IGBT ein Zeitintervall, in dem der Strom über die Dioden weiterfließt, bevor er 0 wird und wieder auf einen IGBT wechselt. Wenn z.B. X1 und X4 eingeschaltet sind, fließt der Strom von 1 nach 2 durch die Induktivität. Wenn X1 und X4 ausgeschaltet werden, fließt der Strom zunächst in der gleichen Richtung über die Dioden 2 und 3 weiter. Da an der Induktivität dabei eine negative Spannung anliegt, nimmt der Strom ab. Wenn der Strom den Wert 0 erreicht, wird er durch die über die bereits eingeschalteten IGBT X2 und X3 anliegende Spannung in der umgekehrten Richtung wieder aufgebaut. 6-6 w 14.01.2016 EBE_6.doc Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6-7 w 14.01.2016 EBE_6.doc Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6.4.2 Dreiphasiger Wechselrichter Das IGBT-Paar X1 und X2 wird im Gegentakt jeweils eine halbe Periode eigeschaltet. In der Praxis muss beim Umschalten noch eine Schutzzeit eingefügt werden, in der beide IGBT ausgeschaltet sind, um einen Kurzschluss der Betriebsspannung U0 zu verhindern. Dadurch entsteht am Punkt 1 eine Rechteckspannung V(1), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingt. Die IGBT-Paare X3 und X4 sowie X5 und X6 werden ebenfalls im Gegentakt jeweils eine halbe Periode eingeschaltet, jedoch um T/3 bzw. um 2T/3 gegenüber dem Paar X1 und X2 verschoben. Dadurch entstehen am Punkt 2 und 3 jeweils Rechteckspannungen V(2) bzw. V(3), die zwischen 0 und U0 mit der Periode T schwingen und gegenüber der Rechteckspannung V(1) um T/3 bzw. 2T/3 verschoben sind. Dadurch entstehen 6 gleichlange Zeitintervalle, in denen jeweils 2 obere und ein unterer IGBT oder ein oberer und zwei untere IGBT eingeschaltet sind. In jedem Intervall sind somit zwei Laststränge parallel geschaltet. Dadurch liegt an den beiden parallel geschalteten Strängen die Spannung U0/3 bzw. -U0/3 und am dritten Strang liegt die Spannung 2U0/3 bzw. -2U0/3. Bei einer rein ohmschen Last erzeugt dieser Spannungsverlauf in der Last einen Strom mit dem gleichen Verlauf. Bei einer ohmsch-induktiven Last wird der Anstieg und Abfall des Stromes durch die Induktivität verzögert. Dadurch gibt es jeweils nach dem Ausschalten eines IGBT ein Zeitintervall, in dem der Strom durch eine Diode weiterfließt, bevor er 0 wird und wieder auf einen andere IGBT wechselt. Am Beginn des ersten Intervalls fließt der Strom über X5 in den Strang 3, über D4 in Strang 2 und über D1 aus Strang 1. Kurz danach wird der Strom in Strang 2 Null und wechselt auf den bereits eingeschalteten X4. Am Beginn des zweiten Intervalls wird X5 aus- und X6 eingeschaltet. Da der Strom in den Strang 3 zunächst seine Richtung beibehält, wechselt er auf D6. Kurz danach wird der Strom aus Strang 1 Null und wechselt auf den bereits eingeschalteten X1 usw. Die Frequenz der erzeugten Wechselspannung wird durch die Ansteuerung der IGBT festgelegt, die Amplitude über U0 oder über die Einschaltdauer der IGBT. 6-8 w 14.01.2016 EBE_6.doc Prof. Dr. T. Wolf Hochschule Landshut Elektronische Bauelemente Studiengang Elektro- und Informationstechnik 6-9 w 14.01.2016 EBE_6.doc